Предыдущая страница реферата | 1  2  3  4  5  6  7 | Следующая страница реферата

Кус= [pic]= 3.6[pic]10[pic]
Если коэффициент шума УВЧ = 1.3 табл.6.2 [1], то

Шп= Шувч+ [(Шпч-1)/Крувч] +[(Шупч-1)/Крувч[pic]Крпч, где
Шп- коэффициент шума РПУ,
Шувч- коэффициент шума УВЧ,
Шупч- коэффициент шума УПЧ,
Крувч, Крпч- коэффициент передачи по мощности УВЧ и ПЧ.

Шп= Шувч+ [(Шпч-1)/Крувч] +[(Шупч-1)/Крувч[pic]Крпч
Шп= 1.3 + 9/ Крувч + 10/ Крувч = 3
Значения (Шпч-1) и (Шупч-1) выбраны по таблице 6.2 [1].
Крувчmin = 20.
Достаточный коэффициент передачи УВЧ: Кувч = 6.
На УПЧ происходит основное усиление. Рассчитаем коэффициент усиления для
УПЧ.
Кпч[pic]0.8, Кувч= 6.
[pic][pic]= Кпч Кувч Купч.
Купч= [pic][pic]/ Кпч Кувч = 8[pic]/6.08 = 1.6[pic]
Теперь предварительно установим, сколько каскадов усиления будет иметь УПЧ.
Купч= ( К1упч )[pic] , где n- число каскадов . n = log к1упч К упч
К 1упч [pic] 20 для fпч = 35 Мгц и ПС = 0.8 Мгц n = log20 1.6[pic]10[pic]= 4
Предварительно число каскадов УПЧ- четыре.
В супергетеродинных приемниках частотная избирательность определяется в основном ослаблениями частотного зеркального и соседнего каналов.
Ослабление по зеркальному каналу обеспечивает преселектор, а соседнего канала - УПЧ.
Ослабление по симметричному каналу заданно: 20дб.
Требования к избирательности по симметричному каналу не высокие, поэтому в УПЧ как фильтры распределенной избирательности, так и фильтры сосредоточенной избирательности.

Итак, ВЦ- входная цепь, входящая в состав структурной схемы РПУ, представляет собой устройство защиты приемника от просочившихся сигналов.

Для обеспечения необходимого коэффициента шума в схему в качестве УРЧ вводится усилитель на параметрическом диоде, на который нагружен полосно- пропускающий фильтр, или устройство подавления зеркального канала.
Преобразователь частоты состоит из смесителя и гетеродина. Преобразователь частоты преобразует частоту сигнала на промежуточную частоту fпч=35 Мгц (по
Т.З.), на которой происходит основное усиление сигнала. Демодулятором служит АД (амплитудный детектор), за которым включается видеоусилитель. Для подстройки частоты гетеродина используется устройство частотной автоподстройки (УЧАП).
[pic]

[pic]

Рис. 4.

Структурная схема проектируемого РПУ.

5. Проектирование СВЧ блока.

В блок СВЧ входят: АП, УВЧ, УЗП, УПЗК, СМ, гетеродин.
1. Проектирование АП.
С помощью антенного переключателя осуществляют подключение антенны к тракту передатчика и запирание приемника на время излучения, а после окончания действия импульса- подключение с минимальной задержкой выхода антенны к выходу приемника и отключения тракта передатчика.

При большой импульсной мощности сигнала АП строится по следующей схеме: ферритовый циркулятор, газовый разрядник, диодный резонансный СВЧ- ограничитель.
Циркулятор- устройство, обладающее следующими свойствами: при подаче сигнала на плечо 1 циркулятора, выходной сигнал появляется в плече 2 с очень малым ослаблением (0.2- 0.5Дб), в то время как он в плече 3 он существенно ослабляется (13-25Дб). Аналогично при поступлении в плечо 2 сигнала, он появляется в плече 3 и не проходит в плечо 1.

В АП сигнал от передатчика поступает на плечо 1 циркулятора Ц1 и через плечо 2 поступает в антенну. Лишь небольшая часть мощности сигнала проходит на плечо 3 и через циркулятор Ц2 попадает на вход разрядника ограничителя (ГР). Разрядник создает в линии передачи практически короткое замыкание и СВЧ сигнал, отражаясь от него в направлении к циркулятору Ц2 поглощается в согласованной нагрузке Rн, чем достигается защита УВЧ от выжигания. Процесс зажигания ГР в начале каждого импульса возникает с задержкой 10[pic]с. В течении этого времени через ГР проходит значительная энергия СВЧ колебаний. Выделяющаяся энергия СВЧ может вывести из строя или необратимо ухудшить параметры диодов СВЧ. Для предотвращения этого после ГР ставится резонансный СВЧ ограничитель, включаемый в основную линию через отрезок линии длиной L=(/4. Ограничитель представляет собой параллельное соединение разомкнутого емкостного шлейфа С1, последовательного соединения ограничительного диода Д и коротко замкнутого шлейфа L2 (рис.6).

Отраженный от цели сигнал поступает из антенны на плечо 2 Ц1, затем на плечо 3, а после на плечо 1 Ц2 и через его выходное плечо 2 на ГР. Мощность сигнала недостаточна для зажигания ГР. Прямые потери сигнала в ГР составляют 0.3- 1.5Дб. Для дальнейших расчетов примем коэффициент передачи ферритового переключателя = 0.9.
[pic]

Рис.5. Функциональная схема антенного переключателя и устройство защиты приемника.

[pic]

Рис. 6. Эквивалентная схема

СВЧ- ограничителя.
2. Проектирование устройства защиты приемника.
В устройство защиты приемника входит разрядник приемника и диодный ограничитель. Основным недостатком диодных ограничителей является относительно небольшой динамический уровень импульсной мощности (100вт-
2Квт). Для устранения этого недостатка и объединения достоинств РПЗ и ограничителя используют разрядник- ограничитель. Он представляет собой сочетание РПЗ и следующего за ним диодного ограничителя. Разрядники- ограничители, не требующие никаких источников питания, выдерживают большие импульсные мощности ([pic] 10Квт) и обеспечивают защиту приемника от всех возможных сильных сигналов. После ГР (газоразрядник) ставят резонансный
СВЧ- ограничитель, включаемый в основную линию через отрезок линии l=(/4.
Он представляет собой параллельное соединение разомкнутого шлейфа и последовательное соединение ограничительного диода и еще одного короткозамкнутого шлейфа L2.
По таблице 4.8 стр. 209 [2] выберем разрядник- ограничитель MD- 80K12.
[pic]=16.5 Ггц
Праб/f0=6.09% - относительная полоса пропускания.
Lпр= 0.9дБ - потери пропускания.
Ри= 10Квт - импульсная мощность.
Рср=10Вт - средняя мощность.
Wп = 0.5 [pic][pic]Дж - энергия тока разрядника.
Долговечность = 2000ч.
Длина = 21.3
Масса = 80 г.

5.3.Проектирование и расчет УВЧ.
Исходные данные:
F0=1.75[pic]10[pic]Мгц.
В приемниках РЛС сантиметрового диапазона наибольшее распростронение получили однокаскадные РПУ на п/п диодах. В основном применяют двухчастотные регенеративные ППУ. В этих ППУ наряду с частотной накачкой
Fнак, возбуждаемой вспомогательным генератором накачки, используют две рабочие частоты: сигнальную Fс и холостую Fх= Fнак - Fc, возникающую в процессе усиления.
ППУ работают на отражении с общим входом и выходом и использует ферритовый циркулятор для разделения входных и выходных сигналов.
1. Для обеспечения стабильности параметров РПУ, при изменениях в цепи, в качестве ферритового циркулятора применим пятиплечный циркулятор, построенного на основе Y-циркулятора ( с волновым сопротивлением W=50 Ом и потерей пропускания Lп[pic]0.4 дБ). В таком циркуляторе потери сигнала до входа РПУ равны Lп(= 2Lп= 0.8 дБ, на столько же ослабляется усиленный сигнал, проходящий из РПУ к выходу циркулятора.
2. По таблице 5.1 (2) выбираем параметрический диод типа D5147G, имеющий наименьшие постоянные времени ( и Lпос.
Спер(V) = Спер(0) = 0.32[pic]0.02 пф.
((V) = ((-6) = 0.32 пс.
Uнор обр[pic]6 В
[pic]к =1.2 В , n = 2, Скол = 0.3 пФ, Lпос= 0.2 нГн.
3. Необходимое напряжение смещения.
Uо=[pic][pic]Uнорм обр + [pic][pic]к([pic] - 1 )
Uо = [pic][pic]6В + [pic][pic]1.2В([pic] -1) =2.7В
4.Найдем емкость перехода.
Спер(U) =Спер(0)[pic][pic]= 0.32[pic]=0.178пФ.
Постоянная времени при рабочем смещении:
((Uo) =((-6)[pic]= 0.32[pic]=0.436 пс.
Принимаем Со=Спер(Uo)= 0.178 пФ.
5.Коэффициент модуляции: mмод = ([pic]-1)/([pic] + 1) mмод = ([pic]- 1)/([pic] + 1) = 0.42
Критическая частота диода.
[pic]fкр = [pic] fкр = [pic]=73.4 Ггц.
6.Поправочный коэффициент Кс , учитывающий потери в конструкции ДПУ , принимаем Кс = 2. Тогда находим (э(Uo) = Кс((Uo).
(э= 2(0.436 = 0.872 пс.
Эквивалентное сопротивление потерь.
(п э = (э(Uo)/Спер(U0)
(п э = 0.852/0.172 = 4.9 Ом
Динамическая добротность диода.
Q = [pic] = [pic] = 2.09
7. Для полученных данных по формулам:
Афt = [pic] = [pic]Q[pic]+1 - 1
Nпу min =([pic])min =(1 - 1/Крпу)2/Афt
Вычисляем оптимальное отношение частот:
Аопр = [pic] - 1 = 2.9
Соответствующий ему коэффициент шума:
Nпу min = (1 - 1/20)(2/2.9) + 1 = 1.66 (2.15дБ)
8.Определим значение холостой частоты fx. Чтобы получить максимально возможную полосу пропускания ПДУ, не применяя специальных элементов для ее расширения и упростить топологическую схему ДПУ, в качестве холостого контура используем последовательный контур, образованный емкостью Со и индуктивностью вводов Lпос.диода. Цепь входов холостой частоты замкнут разомкнутым четверть волновым шлейфом, подключенным параллельно диоду, и имеющим входное сопротивление близкое к нулю. В этом случае на холостой контур не влияют цепи сигнала и накачки, а также емкость корпуса диода
Скор. Резонансная частота этого контура равна частоте последовательного резонанса диода.
Fxo = [pic] = [pic] = 26.6 Ггц
9. Отношение частот:
А = fxo/fco =26.6/17.5 = 1.52
Частота накачки: fнак = fс (1 + А) = 17.5(1 + 1.52) = 44.1 Ггц
10.’’Холодный’’ КСВ сигнальной цепи ДПУ, который требуется обеспечить для заданного резонансного усиления:
[pic][pic]=R1/rпос э = [pic](Q[pic]/A - 1) , где А = (x/(o ;
Q = 2.9
[pic][pic]= [pic]([pic]) = 6.5
Требуемое сопротивление источника сигнала R1, приведенное к зажимам приведенной емкости в последовательной эквивалентной схеме (рис. 7).
R1 = ([pic]rисс э = 6.5[pic]4.9 = 31.89 ом.
[pic]
Рассчитанные значения ([pic]и R1 обеспечивают подбором согласующих элементов сигнальной цепи ДПУ, что обычно выполняют экспериментально.
11. Для расчета полосы пропускания зададимся коэффициентами включения емкости в холостой (mвых х) и сигнальный (mвых с) контуры. mвых х = 0.5 mвых с = 0.2
Ппу = fco[pic]
Ппу = 17500[pic] = 115 Мгц.
12. Определим необходимость мощности накачки ДПУ.
По рисунку 5-27 [2] для Uo/([pic] = 2.7/1.2 =2.25 и находим коэффициент q
=0.4
Pнак д - мощность накачки диода,
Pнак д = ([pic]Спер(Uo)((Uc)(Uo+([pic])[pic]q
Pнак д = 52830[pic]= 25 мвт
Для fнак = 36.6 Ггц интерполяцией значений коэффициента:
Pнак д =2.15
Pнак = Pнак д Pнак д
Pнак = 2.15[pic]25 мВт = 54 мВт
Pнак = 54 мВт - мощность накачки , которую необходимо подвести к ДПУ.

[pic]

Рис. 8. Принципиальная схема ДПУ.
4. Проектирование и расчет устройства подавления зеркального канала.

В качестве УПЗК используются полосно - пропускающие фильтры (ППУ).
Микроминиатюрный ППФ можно создать если в качестве резонатора использовать ферритовый образец из монокристалла железоиттриевого граната (ЖИГ) в виде обычно весьма малой, отполированной сферы. Сфера ЖИГ, помещенная в магнитное поле, в котором СВЧ поле и внешнее поле от электромагнита взаимно перпендикулярны, в силу физических свойств ферритов , резонирует на частотах ферромагнитного резонатора, равной :
[pic]([pic]= 3.51[pic]10[pic]Ho [Мгц], где Ho - напряженность внешнего магнитного поля -[A/M].
Изменяя Ho можно в широких пределах перестраивать резонансную частоту.
Исходные данные для расчета: рабочая частота ([pic]- 17.5 Ггц.
Полоса пропускания Ппр = 710Кгц.
Полоса заграждения Пз = 4([pic]= 140Мгц
1. Рассчитаем требуемую напряженность внешнего магнитного поля Ho:
[pic]([pic]= 3.51[pic]10[pic]Ho Ho = [pic]
Ho =[pic]= 5[pic]10[pic]А/M
2.Для ферритовой схемы выбираем монокристалл ЖИГ с шириной линии ферромагнитного резонанса (Н = 40А/M и намагниченностью насыщения ферритовой сферы Мо =1.4[pic]10[pic]А/M.
Определяем ненагруженную добротность ЖИГ резонатора:
Qo = [pic] = [pic] = 11325
3.Находим необходимое число резонаторов фильтра: n = (Lз( + 6)/20lg(Пз/Ппр)[pic][pic] n = [pic] = [pic]= 0.5
Примем n=1.
4.Требуемая внешняя добротность ЖИГ резонатора обусловленная каждой петлей связи:
Qвн о = (fo/Пз)[pic]ant lg[(Lз( + 6)/20];
Qвн о =(17500/140)[pic]ant lg[(20+6)/20] = 441
5.По рис. 4.33 [2] определяем для Qвн о = Qвн 1 = Qвн 2 - требуемые внешние добротности каждой петли связи.
Qвн[pic]450 требуемый радиус петли связи в этом случае: r = 3rсф , а rсф = 0.6 мм. r =1.8 мм.
Таким образом определены необходимые данные для конструирования ЖИГ резонаторов и петель связи, выполненных из ленточного проводника шириной
0.4 мм.
6.По формуле : Ппр/([pic]=1/ Qвн о , уточняем полосу пропускания двухрезонаторного ППФ:
Ппр = 17500Мгц/450 = 39Мгц.
7.По формуле Lo = 4.34 n[pic] Qвн о/ Q о рассчитываем потери на резонансной частоте:
Lo =4.34[pic]/11325 = 0.34дб.
8. Пологаем потери рассеяния на границах полосы пропускания , согласно
Lo гр = 2.5 Lo = 0.85 дб.
Тогда суммарное затухание фильтра на границе полосы пропускания :
L[pic]гр = 1+0.85 = 1.85дб.
5. Проектирование и расчет преобразователя частоты.
Наиболее важными требованиями , предъявляемыми к электрическим параметрам смесителей СВЧ, является: минимальный коэффициент шума, достаточная полоса рабочих частот, минимальная мощность гетеродина.
Балансные смесители обладают некоторыми преимуществами перед однодиодными небалансными смесителями. Балансный смеситель (БС) работает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость и позволяет уменьшить мощность гетеродина, прсачивающуюся в антенну. Однако можно использовать однодиодный небалансный смеситель.
Исходные данные: fo = 17.5Ггц - рабочая частота.
Шпч[pic]10 [pic]необходимо применить балансный ПЧ. fпч = 35Мгц - промежуточная частота.
1.Выберем смесительные диоды и определим их параметры по таблице 7.1 [2].
Используем тип ОБШ АА112Б в микростеклянном корпусе, имеющем, при
Рг = 3мВт, потери преобразования Lпр[pic] 6дб, шумовое отношение [pic]=
0.85, rвых сд = 490...664 Ом и Fнорм [pic]7дб, где Fнорм - нормированный коэффициент шума.
2.Проектирование топологической схемы смесительной секции.
Выбираем схему с согласующим короткозамкнутым шлейфом перед диодом.
Волновое сопротивление четвертьволновых отрезков МПЛ в выходной цепи секции принимаем для низкоомных и высокоомных отрезков соответственно 20ом и 90ом.
[pic]

Рис.9 Топологическая схема микрополосковой смесительной секции с согласующими короткозамкнутым шлейфом lшл перед диодом:
1- короткозамкнутый отрезок МПЛ для компенсации реактивной составляющей полной проводимости на входе отрезка l1.
2 - диод в стеклянном корпусе.
3 - низкоомный разомкнутый четвертьволновый шлейф.

3.Проектирование СВЧ - моста.
В балансном смесителе , предназначенном для малошумящего двухбалансного смесителя необходимо использовать синфазно- противофазные , т.е. микрополосковые кольцевые мосты. Однако учитывая относительно неширокую заданную полосу (Ппр= 853.5), целесобразно использовать квадратурный двухшлейфовый мост со сдвигом смесительных секций друг относительно друга на [pic], поскольку с ним можно получить более компактную топологическую схему БС и МШДБС в целом (см. Рис. 10).
[pic]

Рис.10. Топологическая микрополосковая секция малошумящего двухбалансного смесителя.
СД - однофазный делитель мощности пополам в виде Т соединения линий с согласующим четвертьволновым трансформатором на входе.
КД - квадратурный делитель мощности пополам в виде квадратурного СВЧ - моста с согласованной нагрузкой в неиспользованном плече.

1. Расчет и проектирование двухшлейфного моста.
Исходные данные: fc=17.5Ггц.
Подложка из феррита толщиной h=0.5мм имеет диэлектрическую проницаемость среды [pic] = 9 и tg угла диэлектрических потерь tg[pic] =0.005 , материал проводников - золото, проводящие линии имеют W=50[pic].
1)Определяем волновое сопротивление основной линии:
Wл = W/[pic] = 50/[pic]= 35.5ом. Для шлейфов Wш = W = 50 ом.
2)По формуле W/h = (314/ W[pic]) - 1, находим ширину полоски основной линии:
[pic] = ((314/ W[pic]) - 1)h = ((314/35.5[pic]) - 1) 0.5 = 0.97 мм.
Шлейфов:
[pic] = ((314/50[pic]) - 1) 0.5 = 0.55 мм.
3)По формулам :
[pic] = [pic]/[pic],где [pic]- длина волны в линии,
[pic] - длина волны в воздухе,
[pic]- диэлектрическая проницаемость среды в линии,
[pic]= 0.5[1+ [pic]+ ([pic]- 1)/[pic]]
Для основной линии:
[pic]= 0.5[1+ 9 +(9- 1) /[pic]] = 6.61, и [pic]= 23/4[pic][pic]= 2.23 мм.
Для шлейфов :
[pic]= 6.26,
[pic]= 2.3 мм.
4)Рассчитаем полные потери в основной линии и шлейфе моста. Для расчета потерь проводимости из таблицы 3.5 [2] находим удельную проводимость золота
:[pic] = 4.1[pic]10[pic]см/м и толщину слоя[pic] = 0.78 мкм.
По формуле:
Rп = 1/[pic][pic] = [pic] ,
Определим поверхностное сопротивление проводника :
[pic]- удельная проводимость проводника.
[pic] = 2[pic]f - рабочая частота.
[pic] =1.256[pic]10[pic]г/м - магнитная проницаемость в вакууме.
[pic] = относительная магнитная проницаемость среды.
Rп = 1/4.1[pic][pic]= 0.031ом/м[pic].
Погонные потери проводимости МПЛ основной линии:
[pic]= 8.68 Rп/W[pic],
[pic]= 8.68[pic]0.031/35.5[pic]= 0.078 дб/см, и щлейфа:
[pic]= 8.68[pic]0.031/50[pic]0.055 = 0.98 дб/см,
Потери проводимости отрезка основной линии и шлейфа соответственно равны:
([pic]= [pic][pic][pic] = 0.078[pic]0.223 = 0.017 дб,
([pic]= 0.098[pic]0.23 = 0.023 дб.
5)Аналогичным образом вычислим диэлектрические потери отрезка[pic]в МПЛ моста, используя формулу:
[pic]=27.5[pic][pic][pic][pic]
Потери основной линии:
([pic]=[pic][pic]= 0.223[pic]27.3[pic][pic]= 0.102дб.
Потери шлейфа:
([pic]= 0.23[pic]27.3[pic][pic]=0.115дб.
Т.о. получено, что диэлектрические потери больше потерь проводимости (из за большой величины tg[pic] - угла диэлектрических потерь).
6)Такие потери шлейфа и основной линии моста соответственно равны:
([pic]=([pic]+([pic]= 0.023 + 0.115 = 0.132дб = 0.015 Нп,
([pic]= ([pic]+([pic]= 0.017 + 0.102 = 0.129 дб = 0.014Нп.
7)КСВ входных плеч моста:
[pic] =(2+3([pic]+3[pic]([pic])/(2+([pic]+[pic]([pic]),
[pic] =(2+3[pic]3[pic][pic][pic])/(2+0.015+[pic][pic]0.014)= 1.07.
Развязка изолированного плеча:
L[pic]= 20 lg
[pic][pic][pic]([pic]+[pic][pic]([pic])/(([pic]+[pic][pic]([pic])],
L[pic]= 35дб.
Потери моста:
L[pic]= 20 lg(1+([pic]+[pic][pic]([pic]),
L[pic]= 20 lg(1+0.015 +[pic][pic]0.014) = 0.3дб.
Эти параметры моста соответствуют средней рабочей частоте полосы частот.
Потерями моста (L[pic][pic]0.3дб) можно пренебречь.
Определяем разброс параметров диодов в паре.
Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными в пары с разбросом rвых
СД согласно формуле: r[pic]= rвых СД1/ rвых СД2[pic]1+ 30/ rвых СД min, r[pic]= 1+ 30/440= 1.07 и разбросом Lпр.б, при котором L[pic]= 0.5дб.

Рекомендуем скачать другие рефераты по теме: здоровый образ жизни реферат, реферат на тему україна, изложение 4.





Предыдущая страница реферата | 1  2  3  4  5  6  7 | Следующая страница реферата